Aéromodélisme RC

Techniques et conception

Fondements techniques de la radiocommande

Lien vers « Sauver un animal »

Sommaire général

Auteur : Philippe Kauffmann, indicatif radioamateur F4BWZ

Version initiale : 16 août 2008

Dernière révision : 22 juin 2018

Photos : constructeur ou auteur, sauf mention contraire

N. B. : double-cliquer sur les images permet souvent d’obtenir une version agrandie.

Sommaire

Historique

Aspect évolutionniste et politique

Aspect humain

Aspect technique

Aspect commercial

La modulation BF

La modulation PPM

Le système PCM

Principe général

Approximation du format SPCM JR

Approximation du format PCM-1024 FUTABA

Décodage et conséquences

Les codages numériques modernes

La modulation HF

L’accès multiple au médium radio

Le saut de fréquence FHSS

L’étalement direct DSSS

Schéma fonctionnel du système

L’émetteur

Les perturbations

Le récepteur

Observation des données

Observation du code d’étalement

Observation des perturbations

Observation du signal reçu

Observation du signal décodé

Comparaison des types de modulation

Partage du médium

Temps de transmission

Délai de suivi et global

La propagation radio

Les grandeurs et leurs unités

La réception

L’émission

L’atténuation due à la distance

La portée réelle résultante

Particularités de la transmission radio en bande ISM à 2,4 GHz

Les perturbations

Perturbations HF

Sensibilité et bruits de réception

La sélectivité

Les émetteurs voisins

Intermodulation et transmodulation

Perturbations BF

Perturbations par l’accumulateur

Perturbations par les câbles de servo

CEM (Compatibilité Electromagnétique)

Le champ magnétique

Le champ électrique

Note historique

Limitation du rayonnement

Limitation de la susceptibilité au rayonnement électromagnétique

L’adaptation des antennes

Puissance d’émission

Puissance rayonnée par une antenne

Le signal reçu

Cas du 2,4 GHz

Les risques des micro-ondes

Micro-ondes et résonance moléculaire

L’effet des rayonnements électromagnétiques

La controverse scientifique

Conduite à tenir

Références

Ce chapitre est destiné à pour ceux qui veulent comprendre les concepts techniques sous-jacents aux systèmes de radiocommandes. Il aide aussi à comprendre les limites et les problèmes associés aux choix technologiques, et donc s’en affranchir, au moins partiellement.

Historique

Comprendre un domaine technique est souvent plus facile si on connait son aspect historique sous-jacent. Un bref historique va donc être présenté ici sous les aspects évolutionnistes et politiques, humains, techniques et commerciaux.

Aspect évolutionniste et politique

L’évolution d’une technique suit curieusement le principe évolutionniste de Charles Darwin, à savoir apparition d’un premier élément très basique, puis amélioration étape par étape par ajout de propriété positive à chaque étape et en parallèle disparition des éléments insuffisamment performants. Karl Mark a, quant à lui, fait des observations sur l’évolution d’une technique dans le système capitaliste, à savoir :

· apparition d’une nouvelle technique avec de nombreuses micro-entreprises créées par des individuels ingénieux,

· disparition progressive des entreprises les moins performantes et grossissement des autres,

· remplacement progressif des créateurs et techniciens par des financiers,

· diminution progressive de l’innovation au bénéfice du profit,

· effondrement final.

Dans le domaine de la RC tout ceci se manifeste par une apparition furtive en 1938 d’un premier modèle radiocommandé à lampe aux USA (voir au chapitre Introduction) suivi des premiers systèmes monocanal puis multicanaux tout-ou-rien, puis de la première radiocommande proportionnelle commercialisée par Phil Kraft aux USA en 1965. Les premiers montages non proportionnels apparus à partir de 1950 sont toujours proposés en kits par des bricoleurs (jamais des entreprises de radio établies) ou plus simplement à faire soi-même et décrits dans des magazines électroniques avant que les premières entreprises commerciales se lancent dans la RC vers la fin des années 50. Francis Thobois [1] est un ces premiers auteurs de magazine dès le début des années 60.

C’est Phil Kraft qui introduit la première révolution en 1965 avec sa radio proportionnelle à trames PPM (système resté en vigueur 40 ans). Phil Kraft est un aéromodéliste de haut niveau, pas un technicien. Il a mis quatre ans à mettre son système au point et il produira ses radios (dans son garage durant les premières années) avant que l’entreprise qui s’est développée de façon conséquente soit vendue à des financiers en 1977 et disparaisse en 1980 [2] (utilisez l’outil de traduction web de Google si vous ne maitrisez pas l’anglais). Durant cette période le nombre d’entreprises du secteur est passé d’une centaine à une dizaine et leur centre de gravité est passé des USA aux Japon, car au Japon on a besoin d’exporter pour gagner de l’argent, pas de s’amuser. Les entreprises sont des grosses entreprises et la radiocommande un petit secteur dans ces entreprises. Curieusement un épicentre secondaire est apparu en Allemagne pour des raisons inexpliquées.

Dès les années 70 le principe de la radiocommande proportionnelle à trames PPM est bien établie et on n’assiste plus qu’à des évolutions de détail dues surtout aux progrès de l’électronique qui permet de diminuer les prix petit à petit (de 5000 € en 1965 à 120 € en 2018). Ceci dure jusqu’en 2006 lorsque de nouveau un particulier (Paul Beard) considère que la RC a pris trop de retard sur la radiocommunication industrielle et crée SPEKTRUM qui commercialise la première radio en 2,4 GHz et cesse d’utiliser le codage PPM au profit d’un codage numérique. Depuis ce moment les progrès ont à nouveau été limités.

Après ça, c’est l’introduction de la télémesure et la synthèse vocale qui a permis aux entreprises de se mesurer entre elles. On en est là en 2018, avec un nouveau déplacement des centres de production vers la Chine. Les entreprises chinoises ont profité de la révolution du 2,4 GHz pour se multiplier. Le premier japonais (JR PROPO) a disparu, les entreprises vont donc de nouveau se concentrer, mais en Chine cette fois, et les japonais probablement disparaitre progressivement.

Quelle sera la prochaine révolution, où aura-t-elle lieu et qui en sera à l’origine ? Les paris sont ouverts !

Aspect humain

On doit remarquer que conformément à la théorie, le progrès vient chaque fois de particuliers.

Les frères Good font la première démonstration seulement en 1938 alors que la radio à lampe est bien maitrisée depuis le début de la première guerre mondiale.

Phil Kraft était un compétiteur d’acrobatie aérienne, il avait besoin de la meilleure radio, d’où les recherches qu’il a menées à notre profit (il n’a jamais déposé de brevet). Il est parti des systèmes tout-ou-rien qui utilisaient des filtres basse fréquence très sélectifs (une fréquence BF émise sur la porteuse haute fréquence correspondant à l’activation d’un canal). Le problème était que les filtres très sélectifs induisaient un retard gênant. Il a alors inventé la modulation PPM (coup de génie, l’information de chaque voie tenant à la durée entre deux impulsions), mais ce système était très sensible aux parasites car le moindre parasite créait une fausse impulsion, alors qu’avec les filtres basse fréquence un parasite risquait au pire d’empêcher la détection d’un ordre. Il lui a fallu quatre ans avant d’obtenir un fonctionnement acceptable…

Francis Thobois n’était pas plus électronicien que Phil Kraft et a débuté un peu comme lui (articles dans des magazines, description de montages et réalisation de kits), mais au lieu d’inventer la radio proportionnelle, il a suivi le courant général. Bientôt il a créé les kits de radio proportionnelle qu’on connait, décrits dans des magazines (d’abord le Haut Parleur puis MRA) sans créer d’entreprise, ce qui l’a mis à l’abri des contraintes des entreprises. Il a pu dans ces conditions 20 ans après Phil Kraft être aussi en avance sur la technique RC avec les premiers récepteurs à synthèse de fréquence, les premiers récepteurs à évasion de fréquence et reste le seul à ce jour (2018) à proposer l’auto-trim.

Pierre Marrot est la copie française de Phil Kraft, et la société Radio-Pilote qu’il a créée a périclité après quelques années comme la société Kraft.

Paul Beard est le Phil Kraft du vingt et unième siècle. Il a inventé la radio à onde centimétrique qui permet de s’affranchir du choix obligatoire d’une fréquence différente pour chaque émetteur sur un terrain donné. En fait les techniques pour obtenir ce résultat étaient connues depuis longtemps, mais pas en RC… Il a opté pour le DSSS (étalement de spectre direct) le plus performant et créé SPEKTRUM. Mais quand FUTABA a été obligé de suivre, cette société pour qui le radio-modélisme est une activité secondaire a opté pour le FHSS (étalement de spectre par sauts de fréquence) nettement moins performant. On dit que c’est parce que FUTABA utilisait déjà cette technologie pour ses télécommandes de portes de garage.

Omme on peut le constater, les grands fabricants de radios n’ont ni de nom à citer, ni de grande innovation à annoncer, car elles font du commerce, pas de la technique, et encore moins de la science.

Aspect technique

La radiocommande utilise la technique radio et l’électronique. Ses progrès ont donc suivi parfois de près et parfois après un long délai les progrès de la radio et de l’électronique.

La première radio des frères Good est arrivée 25 ans après qu’elle fût techniquement réalisable ! Le transistor inventé en 1948 a mis près d’une dizaine d’années à s’imposer en RC. Il est vrai que les premiers transistors au germanium ne fonctionnaient pas correctement en HF et ne débitaient pas assez pour contrôler un moteur électrique. Les radios étaient alors très chères.

Les circuits intégrés (de nombreux transistors sur une même puce) ont été inventés dix ans après les transistors (1958). Il faudra encore plus de 10 ans (vers 1972) avant qu’ils entrent dans nos radios pour enfin diminuer significativement leur prix. La partie codeur d’un émetteur peut alors être limitée à un circuit intégré (LM1871) et la partie HF à quatre ou cinq transistors, ce qui permet de réduire le circuit imprimé à une surface de l’ordre de 20 cm². Avec la même évolution coté récepteur et servo (NE544) on est alors à l’époque où les radios sont les plus simples. Mais elles ne sont pas programmables, sauf par des interrupteurs, potentiomètres et autres cavaliers. Curieusement, la FM enfin adoptée durant cette période avait déjà largement démontré sa supériorité depuis la deuxième guerre mondiale dans les avions de guerre. Les émetteurs américains étaient alors les seuls en FM et les seuls réellement utilisables. C’est Edwin Armstrong qui est à l’origine de l’invention de la FM. Il a aussi inventé nos récepteurs superhétérodyne, mais il s’est suicidé en 1954, indirectement parce qu’il a déposé des brevets…

Le premier microcontrôleur (le 8048 d’Intel que l’auteur de ces lignes a eu l’honneur de programmer en assembleur) a été introduit en 1976. Le microcontrôleur permettait enfin de faire des radios programmables, mais c’est seulement en 1983 que DIGICONT (Meinberg) a commercialisé la première radio programmable à microcontrôleur à codage numérique (PCM) (elle n’a disposé d’un afficheur que deux ans plus tard et a disparu peu après). Les autres fabricants ont rapidement suivi car le codage PCM enfin possible représentait le nec plus ultra de la technologie. Les radios sont alors redevenues compliquées, et le codage PCM n’a eu de succès que dans le très haut de gamme avant de s’imposer définitivement en 2,4 GHz. C’est parce qu’à l’époque, les microcontrôleurs étaient lourds, encombrants et chers. Curieusement, la DIGICONT a un air de ressemblance aussi bien à l’intérieur qu’à l’extérieur avec la SUPERTEF90 de Francis Thobois ! Les radios programmables ne se généraliseront qu’après l’an 2000 et typiquement sans PCM, lorsque les microcontrôleurs 8 bits deviendront bon marché.

Le progrès suivant a été l’adoption en 2006 du 2,4 GHz en DSSS (utilisé depuis les années 1970 par les militaires…). Les microcontrôleurs des radiocommandes ont alors typiquement 16 bits au lieu de 8 pour les précédents, tout en étant plus compacts et moins chers, bien que beaucoup plus performants. Francis Thobois a adopté cette technologie dès 2005 avec la SUPERTEF05.

L’avènement des microcontrôleurs 32 bits très bon marché en 2012 (entre 5 et 10 € au prix de détail), avec des outils de développement de haut niveau gratuits (compilateur C++ et noyau temps-réel) est concomitant avec l’arrivée de la télémesure et de la synthèse vocale. On en est toujours là en 2018.

Aspect commercial

Ce qui précède donne une idée de comment s’est développée la RC. Il apparait clairement que tout part à chaque saut technologique d’innovateurs particuliers. L’innovation est ensuite récupérée par des entreprises plus conséquentes et les plus petites disparaissent. C’est ce qui explique la longue domination japonaise, dont la RC est toujours un petit département d’une entreprise aux reins solides.

Un des gros soucis des entreprises est de se faire connaitre. Si on est connu on vend, sinon on meurt. Pour être connu il faut faire de la publicité (typiquement 30 % du chiffre d’affaires). Et il faut vendre beaucoup pour être compétitif car les machines de production coûtent cher et il faut les amortir. Un moule de boîtier – par exemple - coûte environ 40 000 € et le prix unitaire d’un boitier en tôle pliée réalisé sans moule est exorbitant donc inacceptable. Donc il faut investir, produire beaucoup, dépenser le minimum en R&D et faire de la publicité. Si les ventes baissent on est en déficit à cause des emprunts liés aux investissements et on fait faillite, même si on s’appelle JR PROPO.

Un des moyens de sortir un peu du cercle infernal est de faire de la publicité gratuite, c'est-à-dire de la compétition. KRAFT et RADIO-PILOTE ont démarré grâce à cette tactique. Gagnez le week-end et vendez le lundi ! (merci les magazines d’aéromodélisme) FUTABA donne des radios aux plus grands compétiteurs, ce qui marche aussi bien et permet de vendre des radios malgré un prix supérieur à la concurrence.

Beaucoup, comme Paul Beard, on dû s’associer à des entreprises commerciales déjà établies dans le domaine (ce qu’avait fait aussi Phil Kraft). Paul Beard s’est également associé à JR PROPO qui lui a fourni au départ – entre autre – ses moules de boîtier en échange d’une licence sur le DSM2. Curieusement, le DSM2 n’a pas sauvé JR PROPO, ce qui prouve que les aéromodélistes ne savent pas juger une technologie. Ils sont comme les oiseaux et de nombreux mammifères plus attirées par le tape à l’œil. Une entreprise doit donc avoir aussi un bon « designer » - qu’on traite typiquement comme une sorte de demi-dieu - bien que ses choix augmentent toujours significativement le prix de production d’un produit. Mais il est devenu beau ! (même quand il évoque intentionnellement Dark Wador)

La modulation BF

Le circuit HF reçoit un signal unique, multiplexage des signaux de chaque voie. Ce multiplexage est soit analogique et standard (signal PPM), soit numérique et propriétaire appelé PCM sur les radios métriques et non nommé le plus souvent en bande centimétrique (les seuls multiplex définis par « reverse engineering » en 2,4 GHz sont le multiplex DSM2 de SPEKTRUM et les multiplex FASST et S-BUS de FUTABA).

La modulation PPM (Pulse Position Modulation)

Ce codage, le premier codage proportionnel, date du milieu des années 1960, un peu avant que Phil Kraft (modéliste et fabricant américain d'ensembles RC) qui nous a quitté en avril 2006 ne devienne champion du monde d’acrobatie aérienne à Ajaccio en 1967 avec son fameux Kwick Fli III (que Graupner a remis à son catalogue 40 ans après). Ce codage, le seul standard ouvert est décrit au chapitre « Le système de radiocommande » et présenté sur la figure 1 ci-après.

Figure 1 : PPM multiplexé et démultiplexé

Ce système a mis de nombreuses années avant que les valeurs de temps se soient standardisées et que les matériels (émetteur, récepteur et servos) deviennent interchangeables. Malheureusement, les radios à ondes métriques utilisant ce standard ne sont plus en vente.

Décodage et conséquences

Pour décoder ce multiplex, on a longtemps utilisé des bascules logiques en cascade, une bascule affectée à chaque voie (registres à décalage). La figure 1 montre par exemple la voie 1 décodée par une bascule ; c’est le signal envoyé au servo correspondant.

Une bascule d’une voie passe à 1 lorsque la précédente repasse à zéro et revient à zéro au premier front montant suivant du signal multiplexé. Un parasite radio est une impulsion supplémentaire ajoutée au flot d’impulsions qui coupe le signal d’une voie en deux. Le signal de la voie coupée est alors vu par les bascules comme ceux fortement raccourcis de deux voies successives et les signaux des voies suivantes sont décalés d’un cran. La conséquence matérielle est deux servos de voies successives envoyés en butée ; c’est le top radio violent que nombre de modélistes « anciens » ont subi un jour ou l’autre.

Un parasite sur un cordon de servo produit le même effet, car il peut enclencher prématurément le passage à 1 de la bascule de la voie suivante. Ce système est donc très sensible aux parasites, mêmes minimes. On peut même dire trop, ce qui a conduit il y a bien longtemps à l’invention du codage numérique PCM. Toutefois le passage du décodage « bête » par des bascules au décodage « intelligent » par microcontrôleur a tardivement résolu le problème des parasites et réhabilité le codage PPM avec sa disparition définitive vers 2011.

Le codage PCM (Pulse Code Modulation)

Le codage PCM adopté dès la diffusion des microcontrôleurs bon marché s’est répandu dans les équipements haut de gamme à partir des années 1980. Contrairement au PPM, en PCM il n’y a pas de standard, et certains fabricants ont même eu plusieurs formats en fonction du modèle d’émetteur... Impossible donc de choisir son récepteur en fonction de l’aéromodèle avec ce principe, ce qui est un handicap, surtout lorsqu’on a besoin d’un récepteur très compact et léger. Bien que ce codage soit aujourd’hui abandonné, son étude reste intéressante car il utilise en grande partie les mêmes concepts que les protocoles modernes propriétaires utilisés en 2,4 GHz.

Principe général

Le PCM s’appuie sur les principes des communications dans les réseaux de données des années 1970. Les principes généraux sont les suivants :

· Les informations (ici la position des manches de commande de chaque voie) sont traduites en nombres binaires transmis bit à bit sous forme de succession de 1 (niveau haut) et 0 (niveau bas). En ce qui nous concerne, les quatre voies principales sont transmises en général sous forme de nombres de 10 bits (1024 valeurs distinctes, soit une résolution de 0,1%) ; le codage des voies auxiliaires restant lui très variable.

· Ces informations sont ensuite codées de façon qu’il ne puisse pas y avoir de longues successions de 1 ou de 0, car le récepteur ne saurait plus à quel instant exact commence ou finit un bit (synchronisation bit). Il existe de nombreuses méthodes pour garantir cette synchronisation bit. La méthode la plus souvent retenue est le codage 4 vers 5 qui consiste à remplacer chaque séquence de 4 bits (16 valeurs) en une séquence de 5 bits (32 valeurs possibles). Ainsi, il est possible de n’utiliser que des séquences avec des changements d’état adéquats, et même d’utiliser les séquences inutilisées pour le codage de nombres à d’autres fins, comme par exemple la synchronisation trame.

· Comme il faut savoir ou est le début d’une trame dans le flot continu de bits, on ajoute un entête identifiable de façon certaine (SY dans les figures). Dans le codage 4 vers 5, il suffit d’utiliser une suite de 10 bits qui ne correspond à aucun des codes de traduction du binaire utilisé. C’est la synchronisation trame : séquence unique de 10 bits dans l’exemple qui suit.

· Comme il y a toujours risque de parasitage, il faut vérifier que chaque trame est juste en ajoutant un code redondant de vérification (CS dans les figures). La séquence est calculée à l’émission et ajoutée en fin de trame. Elle est recalculée à la réception et comparée à celle transmise. En cas de concordance on accepte les données, dans le cas contraire on les rejette. En RC, le rejet d’une trame signifie que l’on conserve et envoie aux servos la valeur précédente (mode "hold"). Il y a de nombreuses méthodes de construction d’un code de redondance. Celle retenue le plus souvent dans nos systèmes est très simple, c’est la somme de contrôle (Check Sum en anglais). Le principe consiste à ajouter tous les nombres de la trame et de retenir les derniers bits de cette somme comme valeur de contrôle.

On remarquera que les codages PCM étaient propriétaires et que seules des bribes d’informations sur les codes utilisés par les constructeurs ont été divulguées. Les informations glanées ça et là ont permis de reconstituer approximativement un codage JR et un codage FUTABA ci-après :

Les règles respectées par tous les fabricants sont les suivantes :

· durée d’un bit = 300 µs, ce qui permet de transmettre 60 bits en 20 ms, valeur trop faible pour transmettre les 4 à 9 voies d’une radio classique. Il faut donc trouver des astuces pour diminuer le nombre de bits à transmettre, c’est ce qu’on appelle la compression des données.

· Ajout du CS sur des fragments de trame. Traditionnellement, la séquence de test se trouve en fin de trame, ce qui induit un temps de latence, car on ne peut vérifier et donc prendre en compte les valeurs qu’après le test du CS et donc qu’après avoir reçu le dernier bit de la trame. Pour nous, il y aurait donc un retard de 20 ms ou plus. Pour diminuer ce retard qui n’existe pas dans le cas de la transmission PPM, on ajoute plusieurs sommes de contrôle dans la trame, ce qui permet d’accepter des trames partielles et donc diminuer ce temps de latence qui handicape le système.

Approximation du format SPCM JR

A priori, SPCM transmettait les voies 2 à 4 toutes les 21 ms, mais la voie 1 de gaz une fois sur deux seulement. L’autre fois sur deux, la voie 1 était remplacée par une des voies auxiliaires (voir figure 2). La somme de contrôle était ajoutée toutes des deux voies et était codée sur 4 bits ; le temps de latence minimum était donc de 10,5 ms.

Figure 2 : trame JR SPCM

Avec ce principe il suffit de transmettre : 10 (sync) + 50 (4 voies) + 10 (CS) = 70 bits par trame. Le temps de latence introduit est de 10,5 ms dans le meilleur cas, mais peut atteindre 31,5 ms lorsque le module HF fonctionne avec une trame PPM qu’il doit être vérifiée avant de commencer l’émission.

Approximation du format PCM-1024 FUTABA

La société FUTABA utilisait un principe plus compliqué, car elle transmettait a priori une séquence de 5 voies avec un seul CS toutes les 16 ms environ. Le temps de latence était donc ici d'environ 16 ms. La trame, elle, durait 33 ms car elle comprenait deux séquences de voies (voir figure 3).

Pour transmettre 5 voies en si peu de temps, FUTABA comprime les 4 voies principales en ne transmettant la valeur complète d’une seule voie à chaque fois (à tour de rôle). Pour les autres voies, seuls 6 bits représentant la variation depuis la trame précédente sont transmis. Ainsi, en transmettant les voies auxiliaires à tour de rôle sur 8 bits, 10 + 6 + 6 + 6 + 8 = 36 bits (avant encodage) suffisent pour transmettre toutes les voies.

Figure 3 : trame FUTABA PCM-1024

Avec ce principe il faut transmettre : 10 (sync) + 45*2 (5 voies) + 5*2 (CS) = 110 bits par trame.

Coté réception, ce principe fournit des impulsions pour les servos toutes les 16,5 ms, période qu’acceptent la majorité des servos, mais pas tous. Le temps de latence introduit est de 16,5 ms dans le meilleur cas, mais peut atteindre 33 ms lorsque le module HF fonctionne avec une trame PPM à période de 16,5 ms qu’il doit être vérifiée avant de commencer l’émission. De plus, dans le cas d’une trame parasitée, il faut attendre quatre trames avant de récupérer les informations de toutes les voies.

Décodage et conséquences

Le codage PCM présente un avantage majeur par rapport au PPM : les valeurs parasitées sont détectées, ignorées et remplacées par la dernière valeur fiable connue (mode "hold"), ce qui rend le système beaucoup plus résistant aux perturbations. L’effet des perturbations ne sera visible que si elles durent plusieurs dixièmes de secondes au moins, et même dans ce cas la, le mode « fail safe » (utilisation de valeurs prédéfinies pour les voies) permettra de limiter significativement l’effet des perturbations.

Le codage PCM avait toutefois aussi quelques inconvénients :

• les récepteurs étaient propriétaires,
• un temps de latence de 10 à 33 ms appelé « délai de transmission » affectait la transmission,
• en cas de désynchronisation par de gros parasites, la resynchronisation prenait nettement plus de temps qu’en PPM.

Les codages numériques modernes

Le codage PCM comprime les données car on ne peut transmettre dans la bande passante allouée d’un canal métrique de 10 kHz que 60 bits toutes les 20 ms. La bande passante d’un canal centimétrique étant de 2 MHz le plus souvent, on peut transmettre maintenant beaucoup plus d’informations. Si avant on était à l’étroit, maintenant on peut transmettre sans compression tout ce que l’on veut, et dans les deux sens, car les systèmes centimétriques sont a priori bidirectionnels. Cet état de fait a conduit à quelques excès, comme convertir sur 10 bits (1024 niveaux) le signal du manche de précision 7 bits (128 niveaux) et le transmettre sur 15 bits (32768 niveaux) afin d’éblouir le client naïf.

Les formats actuels de codage numérique ne sont pas plus divulgués que ne l’étaient les diverses variantes de PCM. Cela n’a que peu d’importance, sauf pour ceux qui veulent fabriquer du matériel compatible, mais ceux la ont déjà percé les « secrets » de SPEKTRUM et FUTABA.

La modulation HF

Les premières radios proportionnelles de la fin des années 1960 modulaient en amplitude une sinusoïde dont la fréquence était dans la bande libre de 27 MHz (CB pour Citizen Band, soit bande du citoyen) avec le multiplex PPM. Mais cette modulation n’était pas idéale, car un mobile en bougeant fait lui-même varier l’amplitude du signal reçu.

On est donc passé à la modulation de fréquence qui fait varier très légèrement autour de sa valeur moyenne la fréquence de la sinusoïde haute fréquence au gré du multiplex BF. Ceci a permis au passage d’utiliser des récepteurs insensibles aux variations du niveau du signal reçu et de considérablement améliorer le système. En passant, les modélistes ont été libérés du carcan 27 MHz et obtenu à la même époque des fréquences propres, différentes d’un pays à l’autre.

Une parenthèse mérite d’être ouverte ici à propos de la FM. Nous devons à l’américain Edwin Howard Armstrong [3] à l’origine de la radio FM, le système superhétérodyne sans lequel aucun de nos récepteurs ne pourrait fonctionner et d’autres inventions importantes dans le domaine de la radio. Malheureusement pour lui, le lobbying de RCA qui possédait des stations de radiodiffusion AM et ne voulait pas de concurrence en FM, a pu empêcher son développement initial en obtenant de la FCC (Federal Communications Commision) le déplacement la bande FM entre 88 MHz et 108 MHz, fréquence peu accessible à l’époque et dans laquelle la propagation est médiocre, ce qui reste vérifiable en 2018. C’est pour cette raison que la bande radio FM se situe de façon totalement incongrue en plein dans les bandes télévision analogiques. Quant à Armstrong à qui la radio doit tant, il a fini par se suicider de dépit en 1954.

Nos radios centimétriques actuelles utilisent soit la modulation de fréquence qui vient d’être décrite, soit la modulation de phase. La modulation de phase est une variante de la modulation de fréquence. On agit cette fois sur la phase de la sinusoïde, ce qui donne un résultat très proche de la modulation de fréquence, mais apporte quelques avantages. C’est la modulation utilisée pour de nombreux signaux numériques dans la bande centimétrique et les meilleurs standards RC. ZIGBEE - norme radio industrielle temps-réel utilisée par XBEE (Francis Thobois, XPS, etc.) - utilise la variante OQPSK (pour Offset Quadrature Phase Shift Keying) qui permet un débit deux fois plus élevé que la modulation FM.

L’accès multiple au médium radio

La transmission radio serait très simple s’il ne fallait pas partager les ondes radio à plusieurs. Le problème n’est pas tant de recevoir (on reçoit sans problème d’autres galaxies), que de filtrer le cumul d’informations pour extraire la sienne. Le système superhétérodyne d’E. H. Armstrong a permis ce partage par sa capacité à séparer des signaux de fréquence à peine différente, mais il y a d’autres méthodes de séparation que la séparation par la fréquence. La téléphonie mobile de seconde génération en Europe basée sur GSM par exemple utilise un multiplexage temporel, ce qui signifie que chaque téléphone obtient périodiquement une petite tranche de temps alors que la même fréquence est partagée par tous les téléphones mobiles.

Dans les années 1970, d’autres méthodes de partage ont été développées, dont le FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum) et le DSSSS (Direct Sequence Spread Spectrum) utilisés aujourd’hui dans nos radiocommandes en bande centimétrique. En raison de son efficacité, le DSSS a connu un essor considérable. Il est notamment utilisé par WiFi, ZIGBEE (transmission sans fil industrielle), le GPS et son équivalent européen Galiléo, ainsi que les téléphones sans fil et la téléphonie mobile de 3^ème génération. Le FHSS a, quant à lui, connu un succès très limité, excepté précisément dans notre domaine aéromodéliste.

Le saut de fréquence FHSS (Frequency Hopping Spread Spectrum)

Le principe du saut de fréquence est très simple. On envoie les données par paquet en changeant de fréquence à période fixe. Chaque fois que ça passe, on est content, et si ça ne passe pas à cause d’un autre émetteur qui nous perturbe et qu’on perturbe, on renvoie le paquet perdu sur la fréquence suivante.

Dans le cadre du modélisme on procède un tout petit peu différemment. Imaginons une bande 2,4 GHz française avec 28 canaux de 2 MHz. Il nous faut 2 ms pour transmettre une trame PPM ou numérique de 20 ms. On a donc besoin de transmettre 2 ms toutes les 20 ms, mais on va transmettre 80 % du temps, donc huit fois le même paquet durant chaque période de 20 ms ; les 20 % du temps restant étant réservés typiquement aux transmissions en sens inverse.

Si un paquet transmis passe tout de suite, c’est tant mieux, sinon on a de bonnes chances qu’il passe à une des tentatives suivantes. Au-delà de la huitième tentative on a recours au mode « hold », et si le mode « hold » se maintient trop longtemps on passe au mode « fail safe ».

N. B. : le mode hold est perçu par un pilote comme une turbulence passagère au cours d’une manœuvre, mais passe inaperçu lors d’un vol en ligne droite. Le mode « fail safe » est quant à lui clairement perçu comme une perte de contrôle passagère.

Imaginons maintenant un club où tout le monde utilise ce FHSS. Il y a quatre modèles en vol et quatre radios allumées au sol. Statistiquement parlant, il y a 65 % de chances que le premier paquet d’un modéliste passe et une chance sur 4500 que même le huitième ne passe pas. Donc on passe en mode hold en moyenne une fois toutes les 1,5 minute s’il n’y a pas d’autre source de perturbation. Cette valeur est tout à fait acceptable a priori, mais se dégrade très rapidement si le nombre d’utilisateurs qui laissent leur radio allumée augmente.

Un autre problème plus sérieux est que du fait de la loi des séries on se retrouve forcément de temps en temps sans transmission réussie pendant un temps assez long pour passer en mode « fail safe », ce qui a un effet beaucoup plus désagréable que le passage en mode hold. C’est le point faible du FHSS en plus d’une moins bonne exploitation du spectre de fréquences qui explique sa désaffection en dehors du domaine de l’aéromodélisme. Les multiples variantes de FHSS (comme l’AFHSS et autres) compliquent le protocole pour limiter l’effet de la loi des séries, mais ne peuvent pas l’empêcher.

Du fait de l’exploitation médiocre du spectre de fréquence en FHSS, le concepteur de radiocommande ayant choisi ce mode de partage est pris entre deux choix délicats (choix Cornélien comme disent les littéraires français) :

· ou il réduit la bande passante du canal descendant et donc les possibilités de télémétrie,

· ou il augmente la fréquence de passage en mode hold, et donc limite le nombre de radiocommandes pouvant émettre simultanément sans se gêner de façon excessive.

L’étalement direct DSSS

L’étalement de spectre direct (Direct Sequence Spread Spectrum) est plus difficile à comprendre, ce qui a en partie justifié son rejet du monde de l’aéromodélisme ou les utilisateurs (hélas souvent peu compétents) ont eu leur mot à dire. Il est donc explicité ci-après en détail avec l'aide de chronogrammes issus d'une simulation conforme à la réalité pour faciliter la compréhension du fonctionnement.

Sa force est de garantir la réussite de la transmission, même si plusieurs entités sont sur la même fréquence, et donc de garantir un délai de transmission.

Le point faible est que si un dispositif spécial est mis en place pour détecter le canal utilisé et qu’on place ensuite un émetteur de très forte puissance sur ce canal, on peut bloquer le système. Toutefois on n’imagine guère un modéliste expert en radio et très bien équipé pratiquer ce genre de manipulation sur un terrain juste pour le plaisir de voir tomber le modèle d’un de ses camarades. C’est pourtant une démonstration biaisée de ce type sur Internet − à l’origine d’une campagne de calomnies − qui a convaincu nombre de modélistes de la supériorité du FHSS, du danger de l’IFS de Graupner, et par association du DSSS en général.

La photo 1 montre 12 modules industriels à la norme ZIGBEE qui ont communiqué sur le même canal simultanément sans se perturber le moins du monde.

Photo 1 : 12 modules professionnels ZIGBEE capables de partager simultanément

la même fréquence sans se perturber mutuellement (modèle XBEE-PRO)

Schéma fonctionnel du système

Le schéma fonctionnel du système présenté à la figure 4 peut paraître relativement compliqué. En fait il reste assez simple si on considère qu'il se compose de trois parties indépendantes : l'émetteur en bas à gauche, les perturbateurs en haut à gauche qui sont là uniquement pour démontrer la résistance aux perturbations et le récepteur décomposable en décodeur proprement dit suivi d'un filtre destiné à améliorer la qualité du signal reçu.

Figure 4 : schéma fonctionnel du système à étalement de spectre direct DSSS

L'émetteur

L'étalement de spectre direct (ou codage) consiste simplement à mélanger dans une porte logique "Ou exclusif" (XOR sur le schéma) les données à transmettre et le code d'étalement. Les données sont des successions de 1 et de 0 représentant des nombres qui eux-mêmes représentent la position de chaque manche de la radiocommande. Le code d'étalement est une succession de 1 et de 0 propre à chaque émetteur. La longueur du code peut être variable, elle est de 64 bits dans notre exemple. La fonction logique XOR fonctionne de la façon suivante : si une entrée unique est à 1 sa sortie produit 1, sinon elle produit 0. Le tableau 1 résume le fonctionnement.

Entrée A	Entrée B	Sortie X
0	0	0
1	0	1
0	1	1
1	1	0

Tableau 1 : fonction OU exclusif nommée XOR

Les niveaux logiques sont représentés physiquement par des tensions électriques. Tension nulle pour 0 et tension de 5 V pour 1.

Le rectangle « constante » du schéma fonctionnel représente une tension de 2,5V. Les cercles du schéma fonctionnel représentent des fonctions d'addition. Ainsi, une tension de 2,5V est soustraite (signe ─ à côté du cercle) au signal codé avant émission. Ceci a pour conséquence décaler le signal logique allant de 0 V à 5 V en un signal variant de -2,5 V à +2,5 V, c'est-à-dire sans composante continue. Cette dernière fonction n'existe pas physiquement dans un émetteur, elle n'est la que pour des raisons de simulation car elle matérialise le fait que les composantes continues ne sont pas transmises par un lien radio.

Les perturbations

Les perturbations ne font évidemment pas partie intégrante de l'émetteur ! Ici deux perturbations ont été ajoutées pour démontrer la résistance du système aux perturbations. La première perturbation appelée brouilleur est un autre émetteur émettant sur la même fréquence selon le même mode, avec la même amplitude, mais avec un code différent. La seconde perturbation est tout simplement un bruit blanc (bruit appelé bruit quantique ou bruit thermique en électronique) toujours présent sur l'antenne de réception. Son amplitude moyenne est elle aussi comparable ici au signal émis (condition extrêmement défavorable mettant hors service un récepteur FHSS). Le circuit de décalage de 2,5 V et aussi virtuel ici, pour tenir compte de la nature des ondes radio.

Le récepteur

Pour décoder le signal, il suffit de multiplier arithmétiquement (fonction Mult) la tension reçue par le même code qu'à l'émission. Là encore il faut supprimer la composante continue du code. Il faut aussi que le code utilisé en réception soit parfaitement en phase avec le code utilisé à l'émission, ce qui est la contrainte la plus difficile à satisfaire du dispositif.

Une fois le décodage effectué par le multiplicateur, on obtient un signal décodé, mais fortement entaché de bruit. Les deux filtres passe-bas PT2 l'éliminent, mais comme ils déforment le signal, un circuit de remise en forme "Saturation" parachève le travail en même temps que l'amplificateur P.

Observation des données

Un flot de données arbitraire (voir figure 5) a été utilisé pour montrer l'aspect des signaux. Il s'agit ici de la succession binaire 100110, avec une période de 1,6 ms par bit. On notera que cette période a été choisie arbitrairement et ne correspond pas à la période des bits des systèmes utilisés en modélisme, ce qui ne change strictement rien au principe.

Figure 5 : les données à transmettre (1,6 ms par bit)

Observation du code d'étalement

Un code d'étalement avec 64 bits (figure 6) a été choisi (on remarquera qu'il est représenté ici sans composante continue). Le débit est de 64 fois le débit des données, afin que chaque bit de données soit mélangé avec les 64 bits de code. La période d'un bit de code est en conséquence de 0,025 ms.

Figure 6 : le code d'étalement sur 64 bits (0,025 ms par bit)

Observation des perturbations

Le signal du brouilleur n'est pas représenté car il est parfaitement semblable à celui de la figure 6. Le bruit thermique est quant à lui visible à la figure 7. On remarquera que son amplitude maximale dépasse significativement celle du signal de l'émetteur.

Figure 7 : le bruit thermique

Observation du signal reçu

Le signal reçu est présenté figure 9, c'est la superposition du signal émis, du brouilleur et du bruit thermique. Il est parfaitement impossible de discerner les données initiales, ni même un quelconque signal. C'était le but de la manœuvre lorsque les militaires ont mis au point cette technique dans les années 1970 !

Même sans bruit thermique significatif (voir figure 8), cas que l'on peut rencontrer en s'approchant à proximité immédiate de l'émetteur il est parfaitement impossible de retrouver les données, même si dans ce cas on distingue parfaitement une émission cohérente.

Figure 8 : signal reçu sans bruit thermique

Figure 9 : signal reçu réel

Observation du signal décodé

Dans le récepteur, après passage à travers le multiplicateur, les données réapparaissent comme par magie (figure 10). Malheureusement, elles sont fortement perturbées par le bruit, ce qui impose un traitement supplémentaire.

On notera toutefois que dans l'exemple présent les niveaux logiques ont été inversés par rapport l'émetteur. Ceci est sans importance car le filtre passe-bas qui suit (les deux fonctions PT2 en cascade) peut remettre le signal dans le bon sens (coefficient K = -1 dans le premier filtre).

Figure 10 : signal décodé

Le filtre passe-bas du quatrième ordre (deux fonctions PT2 en cascade) vient à bout du bruit (voir figure 11), mais rend le signal très "mou". Il faut donc encore un traitement supplémentaire.

Figure 11 : signal décodé et filtré

L'amplification finale et la suppression des valeurs crêtes donnent (figure 12 en bleu) le signal finalement exploitable par le microcontrôleur du récepteur. Il n'est pas parfait, mais en tout cas suffisant puisqu'on retrouve sans difficulté la suite 100110, CQFD. On remarquera accessoirement qu'il est retardé par rapport aux données initiales en rouge sur la même figure, ce qui provient du filtre passe-bas. Toutefois, ce délai est négligeable à l'échelle de temps qui nous concerne en modélisme.

Figure 12 : signal restitué après remise en forme (en bleu)

Comparaison des types de modulation

Partage du médium

La radio dans le domaine métrique présentait quelques faiblesses, la plus grave étant une forte sensibilité aux parasites. Le problème de la sensibilité aux parasites a été résolu il y a fort longtemps par l’utilisation de la FM et le codage PCM, puis plus récemment par le décodage « intelligent » par microcontrôleur des trames PPM. Il restait malgré tout un problème majeur : les conséquences catastrophiques en cas d’utilisation simultanée du même canal par deux utilisateurs.

Lors du passage aux ondes centimétriques, ce problème a été résolu par la société pionnière SPEKTRUM en utilisant une variante de DSSS baptisée DSM, modifiée en DSM2 suite à l’utilisation de deux canaux simultanés, enfin modifiée DSMX suite à la superposition d’un codage FHSS et la société Graupner qui a opté pour le même principe via l’IFS, produit par la société XPS basé sur la norme industrielle ZIGBEE. Aucune de ces solutions n’utilise le DSSS pur. DSM2 utilise deux canaux libres parmi 23 à la mise sous tension alors que IFS change régulièrement de canal de 5 MHz. Ce saut de fréquence périodique a été ajouté après le début de la commercialisation du produit pour répondre à la campagne de calomnies diffusée sur Internet évoquée dans l’introduction du paragraphe sur le DSSS.

Juste après l’apparition de ces deux standards, FUTABA a sorti sa technologie FASST en FHSS. La campagne de calomnies visant le DSSS a été déclenchée peu après l’introduction de FASST et a rapidement pris de l’ampleur au niveau international. En conséquence, presque tous les fabricants de radiocommandes suivants ont opté pour le FHSS moins performant car le DSSS devenait un choix trop risqué commercialement du fait de l’image ternie. On paiera le prix de cette campagne de calomnies pendant des décennies, car si les protocoles incorporant le DSSS permettent le partage de la bande 2,4 GHz sans ajouter de délai de transmission entre plus d’une cinquantaine de modélistes (le fonctionnement correct simultané de 100 émetteurs a été démontré par SPEKTRUM), ce n’est plus le cas avec les variantes de FHSS qui limitent le nombre d’émetteurs actifs simultanément à moins de dix si on veut limiter la fréquence des passages en mode « hold » à une valeur raisonnable ; contrainte forte lors de tout rassemblement d’une certaine importance.

En 2018 il ne reste plus en DSSS parmi les grandes marques que SPEKTRUM qui utilise le DSMX, protocole qui superpose le DSSS au FHSS afin de mettre un terme au dénigrement lié au DSSS. Se sont donc les deux seules technologies qui permettent le fonctionnement de plus de dix émetteurs simultanés sans dégradation de performance. A noter toutefois que trois marques chinoises DeVention ASSAN et CORONA exploitent aussi des variantes du DSSS.

Quoi qu’il en soit, les deux principes FHSS et DSSS utilisés seuls fonctionnent en général suffisamment bien pour nos modestes besoins usuels. Il est donc peu probable qu’un modéliste ordinaire puisse réellement faire la différence entre FHSS, DSSS et superposition des deux. En revanche, des points qui n’ont rien à voir avec ces principes font eux une réelle différence :

• qualité du montage des cartes électroniques (pas de soudure qui lâche, etc.),
• qualité du silicium (pas de composant qui grille, etc.),
• qualité du logiciel de codage et décodage (pas de délai excessif de resynchronisation après un décrochage, etc.).

Le dernier point évoqué est un point clef car la difficulté principale des systèmes à étalement de spectre (direct ou à saut de fréquence) est la synchronisation entre émetteur et récepteur. Un système mal codé, quel que soit son type, peut mettre plusieurs dixièmes de secondes avant de se resynchroniser après un décrochage, délai qui ne passe pas inaperçu en aéromodélisme. Notamment, les premiers systèmes SPEKTRUM et FUTABA avaient un temps de resynchronisation de plus d’une seconde. SPEKTRUM a résolu le problème en 2008 avec l’algorithme « Quick connect » et une mise à jour des softs des récepteurs anciens. FUTABA a résolu le problème nettement plus récemment et sans mise à jour. Il faut donc faire attention en achetant du matériel FUTABA d’occasion. D’après les échos reçus d’Internet, plus aucun système ne serait affecté depuis 2010 d’un délai de resynchronisation excessif. N. B. : un test est facile à faire en éteignant brièvement le récepteur.

Les faiblesses du FHSS ne se feront réellement ressentir qu’au cours des compétitions durant lesquelles le maintien d’une régie radio restera indispensable pour limiter le nombre d’émetteurs actifs simultanément, puisque la fréquence des décrochages en FHSS est directement liée au nombre d’utilisateurs dans ce cas.

Temps de transmission

L’émetteur utilise le signal multiplexé (figure 1) pour moduler une onde radio démodulée ensuite dans le récepteur. L’ensemble de ces deux opérations ne modifie pas le signal, mais génère un retard appelé temps de transmission. Dans un récepteur métrique PPM ordinaire sans microcontrôleur ce retard est de l’ordre de 0,2 ms. Mais dans un récepteur plus sophistiqué (utilisant un microcontrôleur pour décoder le signal de façon intelligente afin d’éliminer les parasites) le retard varie de 2 ms à 25 ms selon le modèle du récepteur.

Les radios dites PCM n’utilisaient bien souvent pas de signal PPM dans l’émetteur, mais le récepteur devait reconstruire les impulsions PPM démultiplexées de la figure 1 pour les servos. Le processus de conversion numérique/analogique prend du temps, aussi les systèmes PCM souffraient d’un temps de transmission important. Il faut d’abord construire la trame numérique à l’émission (10 à 22 ms suivant la variante de PCM), il faut ensuite l’analyser et la vérifier (10 à 16 ms) à la réception et reconstruire les impulsions de servos. Certaines radios partaient de trames PPM dans l’émetteur, ce qui ajoutait un délai supplémentaire de 16 à 22 ms. Le temps de transmission dans le cas d’un système PCM situé typiquement entre 30 et 60 ms quoi que modéré n’était plus tout à fait négligeable.

Les radios en 2,4 GHz souffrent du même problème que les radios en PCM, mais il y a beaucoup plus de latitude pour trouver des solutions limitant les délais. On se retrouve donc avec des temps de transmission fonction du modèle de radio qui s’étale de 10 ms à environ 30 ms selon la qualité du programme de codage et décodage utilisé. Dans le cas de l’utilisation du FHSS il faut ajouter un temps aléatoire supplémentaire d’autant plus important que le nombre de radios allumées simultanément est grand.

Délai de suivi et global

Un servo fonctionne toujours avec des impulsions PPM démultiplexées dites PWM (Pulse Width Modulation) conformes à celles de la figure 1. Il compare à chaque nouvelle impulsion la résistance courante de son potentiomètre avec celle demandée et agit sur le moteur en cas de différence. En cas de mouvement rapide du manche il faudra deux à trois périodes pour rattraper le décalage, soit 20 à 70 ms. Ce délai, appelé délai de suivi, dépend énormément de la qualité du servo. Les servos d’entrée de gamme peuvent avoir des temps de réaction prohibitifs. Les servos dits numériques (fonctionnant avec un microcontrôleur) devraient logiquement être plus rapides car « intelligents », mais ce n’est pas toujours le cas.

Le retard induit par chaque élément du système de radiocommande reste modéré, mais la somme des retards (radio + servo) peut devenir importante. On sent alors que la radio n’est pas instantanée, ou plus généralement, on sent qu’en changeant de radio et/ou de servo le modèle devient plus facile à piloter…

Malheureusement, les retards induits, que ce soit au niveau des radios ou des servos, ne sont jamais indiqués par les fabricants qui se limitent en général à la diffusion des valeurs attractives en oubliant les autres. Ce ne sont pas nos magazines qui vont prendre le relais car ils ont bien trop peur de se faire taper sur les doigts par les annonceurs qui les font vivre. Il reste donc au modéliste à se fier aux informations glanées ça et là sur Internet et à son instinct pas forcément infaillible.

La propagation radio

Figure 13 : propagation de l’onde radio

La figure 13 montre de façon simplifiée le lien entre un émetteur et un récepteur RC. Comme on peut le remarquer, même simplifiée, la relation est plus complexe qu’on pourrait le croire de prime abord.

D’abord, l’émetteur n’envoie pas une onde unique en direction du récepteur, mais deux :

• l’onde directe,
• l’onde réfléchie par le sol.

Ces deux ondes se combinent en formant des interférences. En particulier, lorsque le récepteur est proche du sol, l’onde réfléchie ─ en opposition de phase avec l’onde directe ─ affaiblit considérablement l’onde résultante ; si bien que la portée s’en trouve fortement diminuée. Les indications de portée des appareils données pour un récepteur à 1,5 m du sol ne sont donc pas comparables à ce qu’on obtient en l’air.

Ensuite, l’onde radio étant une onde électromagnétique, elle est polarisée. Dans le cas d’antennes filaires ont doit considérer deux composantes :

• la composante horizontale,
• la composante verticale.

L’antenne d’émission, selon son orientation, génère une composante horizontale qui peut être d’amplitude très différente de la composante verticale. De la même façon, selon son orientation, l’antenne de réception peut présenter une sensibilité très différente à la composante horizontale et verticale.

Le signal reçu peut par conséquent à l’extrême être nul ─ même à faible distance ─ si l’antenne d’émission est strictement verticale (pas de composante horizontale émise) et l’antenne de réception strictement horizontale (sensibilité nulle à l’onde verticale).

Enfin, le récepteur ne reçoit pas seulement l’onde radio qu’on lui destine, mais aussi des perturbations et du bruit « thermique ». Les perturbations sont négligeables quand tout va bien, mais peuvent devenir limitantes dans les zones industrielles, certaines zones urbaines ou sur des terrains encombrés de modélistes ou si on utilise du matériel mal antiparasité (voir plus loin). Le bruit thermique, aussi appelé bruit quantique, provient de l’agitation des atomes et est impossible à éliminer. Sa puissance Pb répond à l’équation 1 :

Pb = 4.k.T.Δf (1)

où k = 1.38 10^-23 unités SI est la constante de Bolzman (grandeur physique fondamentale), T la température absolue et Δf la bande passante du récepteur. En pratique, on ne peut guère agir que sur T en refroidissant fortement le récepteur, ce qu’on fait dans les satellites et les sondes spatiales, mais qu’on ne peut guère envisager en modélisme.

Il ne sert donc à rien d’augmenter la sensibilité du récepteur en amplifiant le signal reçu car on augmenterait d’autant le bruit. La seule solution est donc d’avoir dès l’antenne de réception un signal utile suffisamment grand devant le bruit ; c’est ce qu’on appelle le rapport signal sur bruit S/B. Ceci limite donc intrinsèquement la portée du système à la puissance d’émission et la performance des antennes. Il est par conséquent inutile d'augmenter outre mesure la sensibilité d'un récepteur car le bruit thermique rendrait cette augmentation de sensibilité inopérante.

Les grandeurs et leurs unités

L’objectif n’est pas ici de faire des mathématiques. On se contentera de préciser les unités utilisées traditionnellement dans les documentations des matériels radio. La grandeur la plus utilisée est la puissance transmise à l’émission, comme celle reçue à la réception. Elle s’exprime en W, mW, µW, nW ou pW. Comme les écarts peuvent être très grands on exprime bien souvent cette puissance sous forme logarithmique en utilisant les décibels (dB) dont la formule est donnée par l’équation 2 :

(2)

Les dB sont soit relatifs, soit absolus en prenant une puissance de référence fixe Pr. Les dBm sont des dB absolus relatifs à 1 mW.

Exemples : un émetteur qui rayonne 500 mW a une puissance d’émission de 10xlog(500/1) = 27 dBm.

Un récepteur qui a une sensibilité de -100 dBm peut se contenter d’une puissance P = 1mWx10^-100/10 = 0.1 pW (soit 2,2 µV sur 50 Ω) à l’antenne.

N. B. : ces valeurs sont typiques des systèmes de radiocommande en bande métrique.

Une valeur de puissance de 0 dB (relatif) correspond à la valeur nominale (de référence). Une valeur de -30 dB correspond à un millième de la valeur nominale.

La deuxième grandeur la plus utilisée est la sensibilité définie en microvolts. Cette valeur, souvent donnée pour les récepteurs, est malheureusement biaisée, car elle n’a de sens que si l’on précise le rapport signal sur bruit S/B correspondant ou le taux d’erreur dans le cas d’une transmission numérique. Elle ne permet donc pas de comparer précisément des récepteurs. De l’ordre de 2 µV ou moins le récepteur est « grande distance ». Au-dessus de cette valeur, il s’agit en général d’un récepteur à gain limité pour l’indoor.

La réception

Figure 14 : diagramme polaire de sensibilité d’une antenne filaire horizontale

Pour comprendre le comportement d’une antenne de réception, le plus simple est d’établir son diagramme polaire. Celui de la figure 14 correspond à une antenne filaire horizontale de 70 cm de long, à 41,100 MHz, vue à 30° au-dessus du sol. La sensibilité est donnée pour les composantes horizontales et verticales en dB relatif (la sensibilité moyenne est donc ramenée arbitrairement à 0 dB).

On remarque que l’antenne est surtout sensible à la composante horizontale et que cette sensibilité est maximum lorsque l’angle est de 90° ou 270° (antenne vue de coté, donc modèle vu de profil). Pour cette direction, la sensibilité à l’onde verticale est nulle. On remarquera que dans cet exemple la sensibilité à la composante verticale est au mieux 7 dB au-dessous de la composante verticale, ce qui signifie que l’antenne est au moins 5 fois plus sensible à la composante horizontale.

Le plus important est les creux de sensibilité, directions pour lesquelles l’antenne est insensible à une composante ou une autre. Ces angles critiques sont 0°, 90°, 180° et 270°. Pour ces directions il y a danger de non réception car le signal devient trop faible.

L’émission

Figure 15 : diagramme polaire de rayonnement d’une antenne télescopique

inclinée à 45° vers le modèle, 1,15 m au-dessus d’un sol standard

L’analyse faite pour l’antenne de réception doit, bien entendu, aussi être faite pour l’antenne d’émission. Le cas est différent à cause de la réflexion par le sol (qui change selon le degré d’humidité du sol) et la présence du corps du pilote.

Observations obtenue par l’observation de la figure 15 :

· la composante verticale est dominante,

· l’onde est plus forte vers l’arrière que vers l’avant (direction du modèle) car à 41 MHz le corps humain n’agit pas comme réflecteur, étant trop petit devant la longueur d’onde.

Figure 16 : diagramme polaire de rayonnement dans le plan vertical

d’une antenne télescopique inclinée à 45° de la verticale vers le modèle

La figure 16 nous permet d’observer ce qui se passe lorsqu’on s’oriente strictement vers le modèle. On observe cette fois que :

· dans cette direction la composante horizontale privilégiée par l’antenne de réception est inexistante,

· la puissance d’émission est fortement atténuée si le récepteur est à moins de 10° au-dessus du sol,

· à 45° (direction de l’antenne) la puissance d’émission n’est pas du tout nulle contrairement à certaines croyances (à cause l’onde réfléchie par le sol),

· on émet plus vers l’arrière que vers l’avant !

L'atténuation due à la distance

La puissance reçue par l'antenne de réception est d'autant plus faible que le récepteur est éloigné de l'émetteur. L'atténuation résultante A qui est le rapport entre la puissance émise et la puissance reçue répond à l'équation 3 ci-après :

(3)

Dans cette équation c est la vitesse de la lumière (300 000 km/s), f la fréquence de l'émetteur en Hz et d la distance en mètres.

Une forme en dB plus commode est fournie en 4 :

A_db = 42,35 + 20.log(f) + 20.log(d) (4)

Cette fois ci la fréquence est donnée en MHz et la distance en kilomètres.

Par exemple :

Supposons qu'on ait un émetteur qui rayonne 500 mW (27 dBm) et que le gain vertical de l'antenne d'émission dans la direction considérée (20° au-dessus de l'horizon) soit de -5 dB comme dans la figure 15. Dans ce cas la P.I.R.E. (Puissance Isotropique Rayonnée Equivalente) dans la direction considérée sera de 27 – 5 = 22 dBm (voir plus haut "Les grandeurs et leurs unités"), ce qui correspond à une P.I.R.E. de 158 mW.

La P.A.R. (Puissance Apparente Rayonnée (comparativement à un dipôle qui a un gain intrinsèque de 1,76 dB )) qui correspond à la P.I.R.E. diminuée de 1,76 dB est limitée à 100 mW en France. Dans notre exemple la P.A.R. est de 105 mW, mais cette valeur est de toute façon mal connue, car fonction de l'antenne, de son orientation et de la qualité du sol…

Si notre émetteur fonctionne sur 41,1 MHz, l'atténuation en dB à 1 km sera d'après l'équation 4 :

A_dB = 42,35 + 20.Log(41,1) + 20.Log(1) = 74,6 dBm

Si l'antenne de réception à une sensibilité de -14 dB à l'onde verticale (voir figure 2 et une inclinaison de 20°), la puissance reçue au récepteur sera de :

P_dB = 22 – 74,6 – 14 = -66,6 dBm, ce qui est largement suffisant avec un récepteur d'une sensibilité typique de -100 dBm.

En fait, la portée maximale serait dans ce cas de :

20.Log(d) = 100 – 66,6 => d = 42,8 km, soit bien plus que nécessaire…

En fait, cette portée est illusoire, car il faut impérativement prendre en compte les cas les plus défavorables, c'est-à-dire lorsque les antennes ont l'orientation réciproque la plus mauvaise.

La portée réelle résultante

Les diagrammes polaires montrent que le couple "antenne d’émission ─ antenne de réception" est très mal appairé. En fait, ça ne fonctionne que grâce à la très forte puissance d’émission qui fait qu’il en reste toujours assez, même lorsqu’on est dans une zone à –20 dB pour l’antenne de réception comme d’émission. Il n’en reste pas moins vrai que pour des directions très précises il y a des décrochages que tous les anciens modélistes ont connu à un moment ou un autre. Heureusement, ils restent brefs (en principe) car le modèle bouge vite par rapport à l’émetteur.

Ainsi, donner une portée précise n’a aucun sens. Dans une direction favorable, cela se compte en dizaines de km comme on vient de le voir, mais dans une direction particulièrement défavorable on peut descendre au-dessous de 10 m !

En particulier, à proximité du sol, il ne faut pas s’éloigner. L’essai préalable de portée au sol prend tout son sens lorsqu’on regarde la figure 16. J’ai pu vérifier deux fois la pertinence de ce test :

· fil d’antenne de réception cassé à l’entrée du récepteur qui tenait uniquement par la gaine souple (portée limitée à environ 10 m),

· antenne télescopique qui faisait des faux contacts entre les segments et limitait ainsi sporadiquement la portée à quelques mètres. Changez les antennes qui présentent du jeu entre les segments et nettoyez les de temps à autre avec de la bombe à nettoyer les contacts électriques ou de l’alcool.

Les possibilités pour optimiser le fonctionnement sont limitées. Notons simplement l’antenne fouet verticale de réception qui permet une polarisation émission/réception compatible. On peut obtenir un peu la même chose en laissant traîner verticalement l’extrémité de l’antenne au bout du fuselage. Il ne faut surtout pas raccourcir l’antenne de réception ou la replier sur elle-même, ceci dégraderait significativement la portée.

En cas de perte de portée (forte distance), se mettre de profil ou incliner l’émetteur latéralement pour augmenter la composante horizontale pourra parfois sauver la mise. Se mettre de dos peut aussi être tenté, mais présente au moins un inconvénient évident !

Particularités de la transmission radio en bande ISM à 2,4 GHz

La transmission radio ne change pas selon qu’on est en bande métrique ou centimétrique. Mais certaines valeurs numériques changent de façon significative.

En vertu de l’équation 3, la tension reçue par un récepteur en 2,4 GHz est 60 fois plus faible que celle reçue par un récepteur en 41 MHz dans les mêmes conditions. La portée évolue donc dans les mêmes proportions. Ce qui sauve la mise, c’est la généralisation de l’utilisation du mode hold et surtout l’utilisation de deux antennes (ou plus) de réception. En effet, à condition d’utiliser deux antennes placées perpendiculairement, lorsqu’une est mal orientée par rapport à l’émetteur, l’autre est forcément beaucoup mieux orientée (voir diagrammes polaires). Il suffit alors d’utiliser l’antenne qui donne le meilleur signal pour compenser la perte liée à la fréquence.

On pourra remarquer qu’utiliser deux antennes à la réception revient au même qu’utiliser deux antennes à l’émission. On ne comprend alors pas pourquoi dans ces conditions tous les fabricants sauf ACT on préféré alourdir et compliquer le récepteur plutôt que l’émetteur. Au demeurant, en bande centimétrique, il y a rarement un émetteur et un récepteur. On est sauf exception en présence de deux transceivers (émetteur + récepteur), car le fonctionnement du DSSS comme du FHSS est bien meilleur dans le cas d’une liaison bidirectionnelle, même si elle n’est pas absolument indispensable. C’est au demeurant la présence intrinsèque de ce lien descendant qui a incité les fabricants à proposer la télémétrie. Puisqu’on communique du mobile vers la station de base, autant y mettre des informations utiles pour le modéliste !

Les perturbations

Nos systèmes de radiocommande sont plus ou moins coûteux selon la sophistication du modèle choisi. Mais la caractéristique de commande, c’est-à-dire la chaîne qui va du manche de l’émetteur au palonnier du servo, est quasiment semblable du système à 100 € jusqu’à celui à 2500 €.

Par contre, tous les systèmes ne sont pas égaux devant le fléau majeur de nos systèmes RC : les perturbations. Qui n’a pas eu de sueur froide ou ramassé les miettes de son aéromodèle suite à des perturbations radio ? Les perturbations ont plusieurs origines et peuvent affecter divers éléments de la chaîne RC. Certaines sont inhérentes au matériel choisi, d’autres sont liées à la façon d’installer l’équipement. Enfin, on peut prévenir certaines de ces perturbations, mais pas d’autres. Tout cela fait l’objet du présent paragraphe.

Les perturbations HF

Les perturbations arrivant avec le signal radio aussi appelé HF peuvent être classées en trois groupes :

• le bruit thermique (voir équation 1),
• les émetteurs voisins,
• les produits d’intermodulation et de transmodulation.

Sensibilité et bruit de réception

Comme il a été montré au paragraphe précédant, il ne sert à rien d’augmenter exagérément la sensibilité d’un récepteur, car en amplifiant le signal on amplifie d’autant le bruit thermique comme les autres perturbations. C’est ce qui explique que les récepteurs « indoor » sont souvent beaucoup moins sensibles que leurs équivalents « outdoor », car si les premiers sont quasiment toujours soumis aux perturbations des émetteurs voisins augmentant le bruit, ce n’est pas forcément le cas en extérieur ; donc une forte sensibilité ne sert à rien en « indoor », surtout si la sélectivité du récepteur est limitée.

La sélectivité

Ce qui est donc essentiel dans un récepteur, c’est la sélectivité, c’est-à-dire la capacité à filtrer (donc éliminer) les signaux indésirables. C’est obtenu en ne laissant passer que la fréquence du signal utile, et en atténuant le plus fortement possible toutes les fréquences supérieures et inférieures. Évidemment, c’est inefficace contre une perturbation strictement à la même fréquence que le signal utile !

La sélectivité est obtenue en bande métrique par des filtres céramique ou à noyau plongeant. Seuls certains récepteurs « indoor » sont très défavorisés par l’absence de certains filtres pour gagner du poids. Malheureusement si un bon récepteur n’amplifie que le signal filtré, un récepteur médiocre amplifie aussi une partie du signal non filtré apporté par une liaison immatérielle (inductive ou capacitive). Des tests comparatifs sur des récepteurs peuvent être trouvés sur Internet, mais leur fiabilité n’est pas garantie.

Il reste toutefois un test simple réalisable au sein d’un club. Il faut pour cela placer deux émetteurs (si possible identiques) antenne verticale à environ 20 m de distance. L’un sera calé sur la fréquence du récepteur à tester avec manche de gaz en position ralenti et l’autre sur la fréquence juste voisine avec manche de gaz en position plein gaz. Il ne restera plus qu’à déplacer le récepteur à tester équipé du servo de gaz de l’émetteur calé sur la bonne fréquence vers l’émetteur parasite. Plus on pourra s’approcher du perturbateur sans frétillement de servo, meilleure sera la sélectivité.

Les émetteurs voisins

Comme le paragraphe précédant le suggère, si un récepteur capte son émetteur, il capte aussi de façon atténuée les autres émetteurs. Si votre modèle passe à 1 m d’un émetteur en étant à 10 m de vous, votre récepteur recevra le perturbateur avec une puissance 100 fois supérieure au signal utile. Il est donc important qu’un récepteur ne puisse jamais être beaucoup plus proche d’un perturbateur que de son propre émetteur, d’où l’intérêt grouper les pilotes pour limiter ce risque et de ne pas trop s’approcher d’une ligne à moyenne tension qui rayonne jusqu’à des fréquences de plusieurs Mégahertz.

Intermodulation et transmodulation

Si un récepteur peut être gêné par les autres émetteurs, il est tout aussi capable de fabriquer des perturbations lui-même par inter et transmodulation. Ce phénomène est décrit dans de nombreux ouvrages sur la radio comme dans la série d’articles de Francis Thobois [4] déjà cité plusieurs fois dans ces lignes. Pour limiter ce problème il faut des amplificateurs très linéaires. On peut encore améliorer les choses par un double changement de fréquence (voir les articles de Francis Thobois). Les récepteurs métriques haut de gamme utilisent le double changement de fréquence et le décodage « intelligent » par microcontrôleur.

La sensibilité des récepteurs à l’intermodulation et la transmodulation peut être testée avec trois émetteurs sur un canal différent, selon une méthode voisine de celle décrite pour tester la sélectivité.

Les perturbations BF

Si l’antenne de réception récupère de nombreux signaux parasites, l’accumulateur de réception, le cordon d’alimentation et les câbles de servo ne sont pas à l’abri, loin de là.

Perturbations par l’accumulateur

L’accumulateur de réception a une résistance interne non négligeable. La conséquence est une chute de tension de plusieurs dixièmes de volts à chaque fois qu’un servo consommateur de courant s’active. Moins visible, une tension alternative de quelques centièmes Volts apparaît aussi. Tout cela n’a aucun effet sur certains récepteurs, mais peut en perturber significativement d’autres qui ne se comporteront pas normalement avec des servos qui consomment beaucoup alors que l’accumulateur d’alimentation a une résistance interne trop élevé. La encore on trouvera des résultats de tests sur Internet. A défaut d’avoir choisi un récepteur suffisamment résistant aux perturbations d’alimentation il faudra choisir un accumulateur de capacité suffisante, de faible résistance interne et en bon état.

On notera que le problème n’existe pas avec une motorisation électrique si on utilise le circuit BEC (Battery Eliminator Circuit) comme source de tension, à condition d’utiliser une ferrite placée sur le cordon de commande du contrôleur.

Perturbations par les câbles de servo

Les câbles de servo comme tous les fils (voir paragraphe suivant) se comportent comme des antennes. Dès qu’ils ont plus de quelques centimètres de long ils sont susceptibles de perturber le décodeur du récepteur par les champs électriques et magnétiques qu’ils recueillent. La situation est d’autant plus délicate que la résistance de sortie du récepteur est élevée. Or dans les récepteurs ordinaires elle est de l’ordre de 200 Ω, ce qui est très élevé. Dans ce cas un tore de ferrite sur le câble de servo devient une nécessité dès qu’il est rallongé (ailes) ou qu’il y a deux servos sur la même voie. Les récepteurs qui comportent un microcontrôleur présentent en général une résistance de sortie plus faible ; les problèmes sont alors moins à craindre.

L’idéal est de diminuer la résistance de sortie à l’aide d’un amplificateur de courant. Les dispositifs amplificateurs pour grands modèles sont monnaie courante, mais pour les petits modèles on n’en trouve qu’à l’étranger. C’est pourquoi un dispositif de ce type à fabriquer soi-même est présenté au chapitre « Les accessoires des systèmes de radiocommande ».

CEM (Compatibilité ElectroMagnétique)

Derrière ce terme abscons se cache l’obligation de tout système électronique de respecter deux règles générales :

• rayonner le moins de perturbations possible,
• être le moins possible sensible aux perturbations externes.

Les principes de base de la CEM sont évoqués ici. L’application des quelques règles simples permet de transformer un système RC récalcitrant avec quelques dizaines de mètres de portée en un système à grande portée ; en tout cas dans le cas de l’utilisation d’une propulsion électrique.

Pour bien comprendre les perturbations, il faut comprendre ce qu’est et d’où vient le rayonnement électromagnétique, source du fonctionnement de la radio, mais aussi des perturbations.

Le champ magnétique

Dès qu’on fait passer un courant dans un fil électrique on génère un champ magnétique proportionnel à ce courant qui ce propage à l’infini. Si le courant est alternatif, le champ magnétique l’est aussi, mais si dans ce cas à proximité immédiate du fil (champ proche) on n’observe qu’un champ magnétique seul, à quelque distance (champ lointain) on observe aussi un champ électrique associé. On parle alors de champ électromagnétique. C’est le principe de la radio. Tout fil électrique est donc un émetteur radio et les espions ne se gênent pas pour exploiter ce phénomène, comme les câbles des servos ne se gênent pas pour perturber les récepteurs.

On peut accentuer le champ magnétique B en enroulant en boucle n spires sur un cercle de surface S. Le champ répondra alors à l’équation 5 :

B = I.n.S.4π.10^-7 (5)

Le champ électrique

Dès qu’on applique une tension à un fil électrique on génère un champ électrique proportionnel à cette tension qui ce propage à l’infini. Si la tension est alternative, le champ électrique l’est aussi, mais si dans ce cas à proximité immédiate du fil (champ proche) on n’observe qu’un champ électrique seul, à quelque distance (champ lointain) on observe aussi un champ magnétique associé. On parle alors de champ électromagnétique. C’est le principe de la radio. Tout fil électrique est donc un émetteur radio.

En fait, dès qu’un champ magnétique ou électrique est alternatif, l’un induit l’autre et réciproquement. C’est pour cette raison qu’on parle de champ électromagnétique : l’onde radio. C’est bien quand c’est voulu, beaucoup moins bien dans le cas contraire car le phénomène est en plus réciproque. Donc tout fil électrique parcouru par une tension ou un courant variable génère une onde radio et tout fil électrique fournit une tension et un courant proportionnels à l’amplitude de l’onde radio dans laquelle il est baigné. C’est aussi le principe du transformateur.

Note historique

Le physicien écossais James Clark Maxwell a déduit en 1865 les équations qui portent son nom à partir des équations de base de l’électricité établies dans les années 1830 par les physiciens Karl Friedrich Gauß (allemand), André Marie Ampère (français), et Michael Faraday (britannique). A sa surprise, les équations impliquaient l’existence d’une onde électromagnétique inconnue se déplaçant à la vitesse de la lumière. C’est Heinrich Ruloph Hertz, physicien allemand, qui a mis cette onde en évidence en 1888, et Edouard Branly (physicien français) qui a réalisé le premier récepteur opérationnel en 1890 − le cohéreur − qui sera utilisé durant de nombreuses années. Enfin, Guglielmo Marconi (physicien italien) a démontré en 1897 que ces ondes avaient une portée de plusieurs kilomètres (il leur fera quelques temps plus tard traverser l’atlantique). L’Europe avait enfin inventé la radio et il ne manquera plus que quelques décennies pour que l’aéromodèlisme RC démarre aux US en 1938.

On notera aussi, que c’est une autre propriété « bizarre » des équations de Maxwell qui a conduit Albert Einstein à écrire la loi de la relativité restreinte en 1905 avec les conséquences que l’on sait.

Limitation du rayonnement

Pour obtenir la CEM il faut limiter tous les rayonnements électromagnétiques indésirables.

La source principale vient du moteur électrique de propulsion. Elle remplace les vibrations mécaniques destructrices du servo de gaz dans le cas de la propulsion à moteur à explosion.

Le rayonnement du moteur est principalement magnétique et émane beaucoup des fils d’alimentation s’ils sont mal disposés. Les fils d’alimentation peuvent être considérés comme une spire de bobine. Le rayonnement est dans ce cas comme le montre l’équation 5 proportionnel à la surface de la spire et au courant. Il faut donc absolument resserrer sur eux même le plus possible les fils d’alimentation et limiter leur longueur comme le montre la photo 2. Dans le cas d’un moteur brushless, l’idéal est de tresser les fils.

Photo 2 : limitation du rayonnement électromagnétique

La photo 2 montre aussi deux autres dispositions importantes :

• mise en place d’une ferrite sur le cordon de commande du contrôleur,
• partie radio écartée le plus possible de la partie puissance.

D’une façon générale, un nouvel aéromodèle électrique devra être testé en portée (antenne d’émission rentrée et modèle au sol) d’abord sans, puis après avec moteur en route. Une perte de portée significative après le démarrage du moteur sera la preuve que les précautions qui viennent d’être évoquées n’ont pas été respectées de façon adéquate.

Limitation de la susceptibilité au rayonnement électromagnétique

Les perturbations atteignent le récepteur et les servos via leurs cordons. Dès que les cordons sont un peu longs, les troubles (frétillements) sont fréquents et la solution classique consiste à mettre des tores de ferrite sur les cordons des servos. Une autre disposition moins souvent utilisée et pourtant très efficace est l’utilisation de cordons torsadés. Cette méthode est très efficace, à tel point qu’elle est utilisée sur tous les câbles téléphoniques qui d’ailleurs sont appelés « paire torsadée » dans le jargon des professionnels de la téléphonie. L’efficacité vient du fait qu’en torsadant, un champ perturbateur sur une demi spire voit son effet annulé sur la demi-spire suivante car le champ perturbateur est alors appliqué en sens inverse.

Les servos souffrent aussi du fait que la résistance de sortie des récepteurs (typiquement 200 Ω) est très forte et les rend très sensibles aux perturbations. De plus, lorsque deux servos sont branchés sur la même sortie (typiquement ailerons), si les servos ont une résistance d’entrée trop faible sur leur broche de commande, le dysfonctionnement est assuré.

Une solution souvent bien plus efficace que le tore de ferrite est l’amplificateur d’impulsion (voir au chapitre « Accessoires des radiocommandes »). Cette solution est toujours utilisée sur les grands modèles qui ne peuvent pas s’en passer. Il existe pour ce cas des boîtiers capables d’amplifier et de contrôler toutes les voies, mais ils sont malheureusement trop encombrants et chers pour les modèles classiques. Il faut alors utiliser des amplificateurs individuels. Malheureusement, si on en trouve facilement à l’étranger, ils sont à peu près introuvables en France ; il faut alors les fabriquer soi-même de façon artisanale (voir au chapitre « Accessoires des radiocommandes »).

L’adaptation des antennes

Puissance d’émission

L’émetteur de toute radiocommande dispose d’un « transistor de puissance » dans ce qu’on appelle « l’étage de sortie » de l’émetteur afin de fournir la puissance électrique à l’antenne qui va la transformer en onde radio.

La puissance électrique P fournie par un accumulateur est le produit du courant I débité par la tension U de l’accumulateur, soit P = U.I.

Dans le cas de l’émetteur les choses sont un peu différentes car la tension n’est pas constante (continue), mais sinusoïdale à la fréquence d’émission (41,050 MHz par exemple). Le courant est sinusoïdal lui aussi, mais déphasé d’un angle φ compris entre 0 et 360°. La puissance est exprimée dans ce cas par la formule P = U.I.cos(φ). Lorsque φ = 0, on est dans le cas idéal et on retrouve la formule P = U.I valable en courant continu.

En courant continu, la puissance que peut fournir un générateur (un accumulateur par exemple) est limitée par sa résistance interne Rg (valeur de quelques dizaines de mΩ que l’on mesure fréquemment sur nos accumulateurs de propulsion pour connaître leur état). D’un point de vue théorique, le maximum de puissance est transmis lorsque la résistance interne Rr du récepteur est égale à celle du générateur, c'est-à-dire : Rg = Rr ; on dit alors que le générateur (étage de sortie de l’émetteur) et le récepteur (antenne) sont adaptés. Dans le cas de l’accumulateur de propulsion on ne cherche pas ce maximum qui ne présente pas d’intérêt (le courant serait tel que l’accumulateur serait endommagé…), mais dans le cas de l’étage de sortie de l’émetteur on cherche à se placer dans ce cas. La puissance de sortie est alors donnée par la formule P = U²/4.Rr ; Rr étant la résistance d’entrée équivalente de l’antenne. Si la résistance de l’antenne est trop faible, la tension chute et on perd de la puissance, si la résistance de l’antenne est trop forte le courant chute et on perd aussi de la puissance ; on perd donc dans les deux cas.

Pour que le maximum de puissance soit transmis à une antenne il faut donc deux conditions :

· résistance d’antenne égale à celle de l’étage de sortie de l’émetteur,

· pas de déphasage entre courant et tension.

Évidemment, les fabricants de radiocommandes font en sorte que l’on soit dans le cas optimal, quand l’antenne télescopique est entièrement sortie. Si tel n’est pas le cas, non seulement la résistance d’entrée équivalente de l’antenne change rapidement, mais un déphasage entre tension et courant apparaît simultanément accentuant la perte de puissance. Ainsi, raccourcir une antenne télescopique de 25 % seulement diminue considérablement la puissance d’émission. On devra donc toujours vérifier sur les radiocommandes métriques que l’antenne est entièrement sortie, même en indoor.

D’un point de vue réglementation, les US via la FCC limitent la puissance que l’étage de sortie de l’émetteur a le droit de fournir à 500 mW, tandis que les organismes de régulation européens limitent à 100 mW la P.A.R. (Puissance Apparente Rayonnée par l’antenne). Les deux valeurs sont comparables (voir la méthode de calcul plus haut), mais sont très différentes d’un point de vue conceptuel. En effet de notre côté de l’atlantique on s’intéresse à ce qui sort de l’antenne, alors que de l’autre coté on s’intéresse à ce que fournit potentiellement l’électronique. La vision européenne parait plus logique, mais il faut savoir que la puissance rayonnée est très difficile à mesurer et contrôler (elle dépend entre autre de la conductivité du sol au niveau de l’émetteur) alors qu’il est facile connaître la puissance potentiellement fournie par un amplificateur à transistor en utilisant un oscilloscope.

Puissance rayonnée par une antenne

Si une antenne est parfaitement adaptée, elle prend la puissance fournie et la rayonne. Si elle est mal adaptée, elle en réfléchit une partie vers l’étage de sortie de l’émetteur et n’en rayonne qu’une partie. Mais même si l’antenne est parfaitement adaptée, son efficacité dépend de sa forme et son orientation.

On raisonne en général à partir d’une antenne dite isotrope, c'est-à-dire qui rayonne la même puissance dans toutes les directions. On peut alors facilement savoir quelle est la puissance rayonnée dans une direction donnée. Toutefois, cette antenne est théorique et n’existe pas dans la réalité ; elle ne sert que de base pour les calculs.

Une antenne constituée de deux brins alignés ayant comme longueur totale la moitié de la longueur de l’onde émise (3,61 m de longueur à 41 MHz) s’appelle dipôle, elle sert de référence dans le cas de la norme européenne. Cette antenne ne rayonne rien dans la direction des brins. Comme elle rayonne tout ce quelle reçoit (lorsqu’elle est bien adaptée), elle rayonne donc plus qu’une antenne isotrope dans la direction d’émission maximale (direction perpendiculaire aux brins), précisément 1,5 fois plus. Ce type d’antenne est appelé antenne directive. Elle fonctionne mieux qu’une antenne isotrope si elle est bien orientée, mais moins bien dans le cas contraire.

On utilise des antennes peu directives en modélisme car on ne sait pas les orienter correctement. Dans le cas de la télévision numérique terrestre (TNT) on utilise au contraire des antennes râteau très directives qui bien orientées peuvent être cent fois plus sensibles que des antennes isotropes. Dans le cas des antennes pour satellites ont utilise des paraboles encore plus directives et donc sensibles, mais seulement si elles sont parfaitement orientées !

L’antenne télescopique de nos émetteurs rayonne tout ce qu’elle reçoit (lorsqu’elle est bien adaptée), mais plutôt vers l’arrière…Dans la direction du modèle elle rayonne typiquement trois fois moins que l’antenne isotrope ! Par conséquent une telle antenne aura une P.A.R. égale à la puissance de l’étage de sortie divisée par 3 et 1,5, c'est-à-dire de 100 mW pour une puissance électrique de 450 mW. Quelques modélistes conscients de la situation ont utilisé un renvoi d’angle pour avoir une antenne orientée vers l’arrière (elle passe alors au-dessus d’une des deux épaules) ; on gagne alors beaucoup en puissance pour le récepteur, mais on n’est plus conforme à la réglementation européenne.

Les antennes courtes, contrairement à certaines idées reçues fonctionnent aussi bien que les antennes longues à partir du moment où elles sont adaptées à l’émetteur. Elles ne rayonnent pas moins que les antennes longues (si elles sont adaptées) et rayonnent mieux en position verticale vers l’avant que les antennes télescopiques inclinées à 45° vers l’avant.

Le signal reçu

Les antennes d’émission fonctionnent comme les antennes de réception. Le problème d’adaptation et d’orientation se pose donc coté réception exactement de la même manière que du coté émission. Il ne faudra donc sous aucun prétexte changer la longueur d’une antenne de réception. Il ne faudra pas non plus enrouler une partie d’une antenne sur elle-même, ce qui fait autant de dégâts qu’un raccourcissement.

Le problème principal entre émetteur est récepteur est que l’antenne d’émission est orientée plutôt verticalement alors que celle de réception est orientée essentiellement horizontalement. Il résulte couramment une division par 100 du signal reçu du fait de la mauvaise orientation réciproque. Dans les cas difficiles, l’utilisation d’une antenne fouet (verticale) est donc recommandée.

Cas du 2,4 GHz

Dans le cas du 2,4 GHz c’est la P.I.R.E. (Puissance Isotropique Rayonnée Equivalente) qui est limitée. La limite est de 100 mW dans le monde entier, sauf en France ou la partie haute de la bande (2,454 à 2,480 GHz) est limitée à 10 mW en extérieur ; partie de bande rendue de ce fait inadaptée à l’aéromodélisme.

Du fait des lois physiques de rayonnement, la puissance reçue au récepteur est inversement proportionnelle au carré de la distance, mais aussi de la fréquence (équation 3). A puissance d’émission et distance donnée, la puissance reçue à 2,4 GHz est 3500 fois plus faible que le signal d’un émetteur équivalent à 41 MHz ! C’était déjà il y a quelques décennies l’argument pour bouder le 72 MHz…

Cette situation, très mauvaise, ne peut être compensée que par l’utilisation de deux antennes orthogonales dont on utilise la mieux orientée (voir plus haut).

Les risques des micro-ondes

Les dangers de la radioactivité étaient largement sous-estimés avant les années 1940 et les premiers morts indiscutablement liés à la radioactivité. Les dangers des micro-ondes ont aussi été largement sous-estimés au début de l’utilisation des radars. "Chien échaudé craint l’eau froide", aussi la population est maintenant beaucoup plus méfiante face à la généralisation des dispositifs à micro-ondes (satellites, téléphonie mobile, GPS, WIFI, radiocommandes…). Ceci contribue à développer dans le milieu modéliste une polémique quant aux risques de l’utilisation de radios à 2,4 GHz. Un point très rapide est présenté ici.

Micro-ondes et oscillation moléculaire

La matière et donc notre corps est constituée de molécules, elles mêmes constituées d’atomes. Ces atomes ont chacun une masse fonction de leur nature et sont liés les uns aux autres par des forces attractives de nature élastique. Tout se passe donc comme si la matière était constituée de petites billes liées par des ressorts. La conséquence immédiate est que la matière a tendance à vibrer. La mécanique quantique nous apprend qu’on peut exciter une liaison atomique en la bombardant avec des photons ayant une longueur d’onde adaptée.

L’eau est constituée, comme tout le monde le sait, d’hydrogène et d’oxygène ; donc de liaisons atomiques O-H. Comme un pendule, ces liaisons, puisqu’elles sont élastiques, peuvent vibrer. En l’occurrence on a décidé au niveau international de les faire vibrer à 2,45 GHz. Ceci signifie qu’en excitant la matière et surtout les molécules d’eau avec des photons à 2,45 GHz on fait vibrer et donc chauffer cette matière. C’est le principe du four à micro-ondes qui chauffe les aliments en excitant les liaisons atomiques O-H (et autres) grâce à une onde électromagnétique (équivalente à des photons) à 2,45 GHz provenant d’un magnétron [5].

Par conséquent, on peut exciter des molécules en les bombardant avec des rayonnements aux fréquences adaptées.

Donc,

· les téléphones portables,

· les téléphones sans fils,

· les systèmes Wifi et Bluetooth,

· nos radiocommandes en 2,4 GHz,

excitent des liaisons atomiques en fonction de leur fréquence naturelle.

Mais il est aussi possible d’exciter des liaisons atomiques en utilisant des fréquences très éloignées leur fréquence naturelle grâce à l’effet Râman [6]. La spectroscopie utilisant cet effet a, entre autre, permis de trouver la structure moléculaire de nombreux corps complexes.

L’effet des rayonnements électromagnétiques

On distingue les rayonnements ionisants des autres. Les rayonnements ionisants sont ceux capables d’arracher des électrons à des atomes neutres, ce qui est une preuve de leur capacité à modifier la matière. Les rayonnements ionisants sont les rayons α (molécules d’hydrogène), les rayons β (électrons à haute énergie) et les rayons X et γ (photons à très haute énergie) en provenance principalement des corps radioactifs. Ils sont capables d’endommager des cellules, qui si elles ne sont pas alors détruites par le système immunitaire, vont à terme en se multipliant induire un cancer.

Les micro-ondes ne sont pas ionisantes car leur énergie est trop faible. On les craint donc a priori beaucoup moins. Quoi qu’il en soit, leur énergie, lorsqu’elle est absorbée se dégrade en chaleur. Les téléphones portables et autres générateurs font donc chauffer ce qui est à leur proximité immédiate (but affirmé des fours à micro-ondes). On reproche en particulier aux téléphones portables de faire chauffer localement le cerveau des utilisateurs à proximité de l’oreille face à l’écouteur. Cet échauffement est bien connu, reconnu et mesurable, mais sans nocivité immédiate observée.

Néanmoins, même si les micro-ondes ne sont pas ionisantes à grande échelle, elles augmentent indiscutablement l’agitation des atomes constituant les molécules. Il n’est donc pas du tout exclu qu’elles puissent casser de temps à autre une liaison atomique fragilisée par ailleurs ; ce qui leur permettrait d’engendrer la réaction en chaîne déjà observée sur les cellules animales avec les rayonnements ionisants.

La controverse scientifique

De nombreuses études ont été menées ou soi-disant été menées (il faut rester prudent en la matière concernant ce qu’on retrouve dans les médias, en particulier Internet) depuis de nombreuses années.

L’étude bien connue la plus ancienne date d’environ 2000 et je n’ai malheureusement pas pu en retrouver la trace. Elle concernait la mise en place de téléphones portables allumés placés sur des œufs de poule fécondés placés en couveuse. Les œufs sont morts alors que des œufs témoins placés plus loin dans la même couveuse ont éclos normalement. L’effet ayant généré la mort des œufs est probablement la chaleur (chaque téléphone rayonnait plusieurs Watts) car ils sont très sensibles à la température. Cette étude n’est pas significative car il manque trop d’informations. Si l’effet nuisible est l’effet thermique, ont aurait peut être sauvé les œufs irradiés en baissant un peu la température de la couveuse ; et c’est alors les œufs témoins qui seraient morts de froid…

Des études statistiques beaucoup plus récentes et inquiétantes ont été faites. L’étude de Lennart Hardell de l’Université d’Orebro (Suède) a montré une forte augmentation de la probabilité de souffrir d’un cancer du cerveau chez les utilisateurs intensifs des radiotéléphones dans les années 1980 et 1990. L’étude a montré une forte corrélation entre l’augmentation du risque cancéreux et le taux d’utilisation des dits téléphones. Bien que ces appareils fonctionnaient à fréquence plus faible et une puissance nettement plus forte (de l’ordre de 10 W), une comparaison avec nos téléphones portables d’aujourd’hui est faisable. Une autre étude du même laboratoire [7] a montré que les enfants étaient encore beaucoup plus exposés que les adultes.

Par ailleurs, il semble que les fours à micro-ondes soient interdits maintenant en Russie à cause de résultats d’études statistiques inquiétantes. Je n’ai malheureusement pas pu trouver de source d’information réellement fiable sur le sujet, ni eu l’occasion de me rendre dans le pays pour constater l’interdiction de visu.

Conduite à tenir

Si risque il y a, il est clairement lié à la puissance du rayonnement, sa proximité et la durée d’exposition. Nos radiocommandes sont ─ dans ce contexte ─ relativement peu dangereuses, car elles utilisent une puissance d’émission limitée de 100 mW et son utilisées loin du cerveau. A contrario, la puissance d’émission d’un téléphone portable, variable, peut atteindre 2 W. Un routeur Wifi peut atteindre 500 mW et les pertes d’un four à micro-ondes peuvent être du même ordre de grandeur (heureusement elles sont réglementées et mesurables [8])

Le premier constat est que le matériel le plus dangereux est le plus puissant, le plus proche et le plus souvent utilisé. Il ne sert donc à rien de renoncer aux radiocommandes 2,4 GHz si on utilise un téléphone portable deux heures par jour contre son oreille ou qu’on a un routeur Wifi à proximité.

Le risque du four à micro-ondes peut être minimisé si on ne reste pas à proximité lorsqu’il est en marche et qu’on achète un appareil homologué (dont les pertes sont sous un seuil règlementaire). Le risque du téléphone portable reste le plus aigu, car ces appareils émettent même lorsqu’on ne téléphone pas, parce qu’ils cherchent de nouvelles stations de base dès qu’on se déplace. Il en est de même pour les routeurs Wifi. Comme déjà écrit, il ne sert donc à rien de renoncer au 2,4 GHz en radiocommande si on ne renonce pas simultanément à beaucoup d’autres choses…

Le Wifi mérite une mention particulière car de nombreuses personnes ignorent que d’innombrables entreprises, administrations et lieux publics en sont inondés d’un rayonnement radio Wifi sans que ce soit affiché. Les émetteurs Wifi des ordinateurs portables récents peuvent en général être stoppés, mais ce n’est souvent pas le cas sur les microordinateurs plus anciens ; or ces éléments cherchent toujours infatigablement un réseau, même s’il n’y en a aucun à plus de 10 lieues à la ronde. La majorité des foyers disposent aujourd’hui d’Internet, et donc de l’ADSL. Or la majorité des modems ADSL récents incorporent un routeur Wifi…

Références

1. Francis Thobois

2. Radio control hall of fame, Phil Kraft

3. Biographie de Edwin Howard Armstrong inventeur du récepteur superhétérodyne et de la radio FM

4. Site de Francis Thobois, caractéristiques des récepteurs

5. Magnétron (Wikipédia)

6. Effet Râman (Wikipédia)

7. Nocivité des téléphones portables chez les enfants (The Independant)

8. Mesureur de rayonnements micro-ondes